Балансный УПТ

Балансный УПТ

Б.С. Гершунский с. 287 – 289

Типовая балансная схема транзисторного УПТ приведена на схеме (рис.1).

Данная схема по существу представляет собой мост, плечами которого являются резисторы R_к1=R_к2 и внутренние сопротивления транзисторов VT₁и VT₂ (вместе с соответствующей частью резистора R₀и резистором R_Э). К одной из диагоналей моста подведено напряжение источника питания Е_К, а в другую диагональ включен резистор R_н, с которого снимается выходное напряжение. Резисторы и входят в делители напряжения источника питания и служат для выбора исходного режима работы каскадов. В эмиттерную цепь каждого из транзисторов включены резистор R_Э и соответствующая часть резистора R₀.

Для нормальной работы схемы она должна быть строго симметричной. В этом случае в исходном состоянии, до поступления входного сигнала, мост окажется сбалансированным, а напряжение на его выходе будет равно нулю.

Условием баланса моста является равенство произведений сопротивлений противоположных плеч, т.е. в нашем случае: R_к1 R_общ2 = R_к2 R_общ1 (где R_общ1 = R_общ2 – сумма внутреннего сопротивления соответствующего транзистора + сопротивления R_Э + сопротивления части резистора R₀.

При полной симметрии плеч токи покоя обоих транзисторов, а также их отклонения (токов покоя) в случае изменения режима от дестабилизирующих факторов (например, при изменении напряжения Е_К, изменении температуры и т.п.) имеют равную величину. Потенциалы коллекторов при этом также равны и получают одинаковые приращения напряжений. Поэтому при одинаковом воздействии дестабилизирующих факторов на оба транзистора одновременно (синфазно), баланс моста не нарушается и выходное напряжение на R_н отсутствует, т.е. напряжение дрейфа равно нулю.

На резисторе R_Эсоздается падение напряжения за счет токов эмиттера обеих транзисторов, которое используется в качестве напряжения ООС для режима покоя и синфазных сигналов.

Воздействие входного напряжения любой полярности приводит к разбалансировке моста, так как на базы транзисторов подаются напряжения разных знаков. При этом потенциалы коллекторов получают одинаковые по абсолютной величине, но противоположные по знаку приращения, и через нагрузочное сопротивление проходит ток, создающий на R_н напряжение U_вых, величина и полярность которого зависят только от величины и полярности входного напряжения. Таким образом, амплитудная характеристика балансной схемы принципиально не должна отличаться от прямой линии, проходящей через начало координат (рис.2).

В реальных балансных схемах всегда имеется некоторая асимметрия. Поэтому напряжение дрейфа на выходе полностью не исчезает. Однако дрейф нуля в балансных схемах определяется разностью токов обоих транзисторов и поэтому значительно меньше, чем в схемах прямого усиления.

На резисторе R_Эне создается напряжение обратной связи для составляющих токов ΔI_Э1 и ΔI_Э2, вызванных действием полезного сигнала. Это объясняется тем, что токи эмиттеров обоих транзисторов под воздействием сигнала получают равные, но противоположные приращения (ΔI_Э1 = –ΔI_Э2) направлены встречно друг другу, так как потенциалы баз всегда противоположны. Когда на базу VT₁от источника сигнала подается плюс, на базу VT₂– минус и наоборот,

Коэффициент усиления балансного каскада равен коэффициенту усиления одного плеча схемы.

Дифференциальная схема входа означает, что входные сигналы можно подавать на любой из входов, один из которых изменяет полярность выходного напряжения и поэтому называется инвертирующим, а другой не изменяет полярности входного напряжения и называется неинвертирующим.

Для дифференциального усилителяимеется два выхода. Выходной сигнал можно снимать с каждого выхода относительно земли или между выходами.

Дрейф нуля

Интегральная технология не позволяет получать большие емкости. Поэтому для расширения полосы пропускания в сторону низких частот интегральные усилители (ИУ) выполняют с непосредственными связями между каскадами. При таких связях начинает сказываться дрейф (уход) нуля — изменение выходного напряжения при неизменном (в частности, нулевом) напряжении на входе. Во времени напряжение дрейфа имеет вид монотонной кривой, на которую накладываются беспорядочные колебания.

В результате дрейфа нуля исходный режим каскада может настолько измениться, что его работоспособность полностью нарушится. Кроме того, дрейф нуля не отличим от усиленного сигнала, и может вызвать срабатывание устройства, подключенного к выходу усилителя.

Причиной дрейфа нуля является изменение температуры, колебание напряжения питания, старение элементов схемы. В транзисторных каскадах микросхем изменение температуры приводит к изменениям обратного тока коллектора, коэффициента усиления по току и напряжения на эмиттерном переходе; последнее особенно влияет на дрейф нуля.

Напряжение дрейфа является низкочастотным и в усилителе с емкостной связью между каскадами выделяется на переходных конденсаторах, т. е. не попадает на выход. В усилителе с непосредственной связью напряжение дрейфа последовательно усиливается каждым каскадом. Поэтому особенно опасен дрейф в первом каскаде.

В каскаде с общим эмиттером дрейф можно уменьшить за счет установки резистора Rэ в цепь эмиттера. Однако при этом усиление снижается больше, чем уменьшается дрейф. Если резистор Rэ выбрать весьма большого сопротивления, обеспечивающего практически постоянный ток в цепи транзистора, то температурный дрейф можно свести к нулю, но усиления сигнала при этом не будет.

Оптимальное решение удается получить с помощью дифференциального каскада, присутствующего во многих структурах интегральных усилителей.